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正激电路调试手册

2024-08-29 来源:爱够旅游网
VRBD-40W调试手册 一、VRBD-40W产品

1、产品的详细技术要求:参考VRB-D-40W黑/白盒测试要求 2、40W产品生产工艺要求

二、正激变换器的分析(谐振去磁) 1、 谐振去磁正激变换器的原理图

1N145N28R2C3R3C2Q2Q4Q5L1C4VinQ1R1VgsC1Q3 2、 谐振去磁正激变换器的典型波形

VgsVdsVinVq4Vq2Il1In1

3、 一个开关周期内的等效电路

1N145N28VoVin

原边开关管导通等效电路

Vo

原边开关管截止等效电路

4、 稳态关系

三、谐振去磁变换器的设计(具体设计方法和步骤参考正激设计流程1.2) 1、 稳态设计规格

输入电压范围:8.5V(9—18V) 17V(18—36) 34V(36—75V)

输出负载范围:0.8--8A(3.3V/5V) 0.333—3.334A(12V) 0.267—2.667A(15V) 输出电压纹波+噪声:50mV Vp-p(3.3V/5V) 75mV Vp-p(12V/15V) 功率级满载效率:参考VRB-D-40W技术手册 开关频率:300KHZ(3.3us) 2、 确定Dmax:0.5V

ins

s

=Vo D

4、 计算匝数比N:N=

VV

5、 计算满载时的最小占空比Dmin:

D

min

=

Vin(max)*ηN*Vo

6、 功率变压器的设计

6.1、功率变压器的工艺要求、认证、库存 6.1、计算原边、副边的匝数

N

p

V≥

in(min)

*Dmax*T

Ae*ΔB

Ns=N*Np

对Np、Ns取整,再计算最大占空比Dmax

*NV D=

V*N

o

p

max

in(min)

s

6.2、计算原边、副边的线规

I

s(rms)

=

I

omax

*

Dmax

I

p(rms)

I = IIomax

*

DN

max

*Ns

p

rp=rs=

p(rms)

3.14*J

s(rms)

3.14*J

n

n

s

p

=

2*rp

D

D

s

p

=

2*rs

其中rp、rs分别表示原边副边所需绕线的最小半径 Dp、Ds分别表示所选原边副边所需绕线直径 np、ns分别表示原边副边绕线股数 J表示电流密度 6.3、计算磁芯的Bm

B=ΔΒ

m

V=

in(min)

*Dmax*T

e

Np*A

6.4、计算功率变压器的损耗和温升

ΔΙ

s

V=

in(min)

*Dmax*T*Np

Lp*Ns

2

变压器次级变化电流

Ia(s)=Iomax−ΔΙs 电流中值 I

s(dc)

2

=Ia(s)*Dmax

次级直流电流有效值

I

II

=s(ac)

D

ΔΙs) 次级交流电流有效值

*(*(1−)+IDa(s)maxmax

12

2

2

p(dc)

I=I=

s(dc)

*Ns

p

N

s(ac)

初级直流电流有效值

*Ns

p

p(ac)

N

22

初级交流电流有效值

2

Pcu(p)=Ip(dc)*Rdc+Ip(ac)*Rac 初级铜损 Pcu(s)=Is(dc)*Rdc+Is(ac)*Rac 次级铜损

2

Pfe=K*

f

m

*B*Ve 铁损,k,m,n,Ve等参数有磁心材料和形状

n

等决定,此处K=1.32*10-5 m=1.82 n=2.59 Ve=470mm3

7、 输出滤波电感的设计

7.1、计算输出滤波电感的电感量

V L≥

o

*T*(1−Dmin)

λ*Io

7.2、计算电感的匝数

NL=

L

Al

7.3、计算磁芯的Bm

Vo

=ΔΒ=Bm

=Vo

*(1−Dmin)*T

A*Ne

L

7.4、计算电感的损耗和温升

ΔΙ

*(1−Dmin)*T

L

L

o

L

Ip(L)=I

L(dc)

PV*D

oa(L)

−ΔΙL

2min

=I

=Ip(L)−ΔΙL 2

L

IL(ac)=

2

ΔΙ12

2

PL=IL(dc)*Rdc+IL(ac)*Rac

Pfe=K*

fIm

*B*Ve

n

8、 原边开关的设计

8.1、稳态电流应力

I

maxds(peak)

=

omax

N

max

Ids(ave)=I

maxds(rms)

max

D*Iomax

N

=

DD=

max

*Iomax

N

8.2、稳态电压应力

V

maxds(peak)

max

*Vin(min)*Π

2*(1−Dmax)

+Vin(max)

9、 副边整流二极管(同步整流管)的设计

9.1、稳态电流应力

III

maxds(peak)maxds(ave)maxds(rms)

=Iomax

=Dmax*Iomax =

Dmax

*Iomax

9.2、稳态电压应力

V

maxds(peak)

D=

max

*Vin(min)*Π

2*(1−Dmax)

10、副边续流二极管(同步整流管)的设计

10.1、稳态电流应力

II

maxds(peak)maxds(ave)maxds(rms)

=Iomax

=(1−Dmin)*Iomax

I

=

(1−D

V

in(max)

min

)*Iomax

10.2、稳态电压应力

Vds(peak)=

max

N

11、输出滤波电容的设计

11.1、计算输出滤波电容的电压

V

c(peak)

=Vo Vo:输出电压 η:降额系数

η11.2、计算输出滤波电容的电容量和等效串联电阻 C≥

Cmin=

λ*Iomax

8*

fs

*ΔV

λ:电感电流纹波系数,一般取0.1—0.2 Iomax:输出最大电流值 fs:电源工作频率

ΔV:输出电压纹波值 ESR≤

ESRmax=

ΔV

λ*Iomax

ESRmax:输出电容最大串联等效电阻

从以上可以看出:减小输出电容ESR,可以有效地减小输出电压纹波 12、去磁电路的参数的设计

12.1、实测变压器的原边激磁电感Lm

将输出端短路测试原边漏感Lg(原边漏感加副边漏感折算过来的感量之和) 12.2、计算去磁用的等效谐振电容C C=

1

f:开关频率 2

(2*π*f)*Lm

注:C由两部分组成,一是MOS管的结电容,一是并结在MOS D、S极间的电

12.3、主MOS管短路Vds计算

设短路时副边电感电流为Io,变压器匝比为N,谐振电容为C,原边短路电流为

Ip,特征阻抗为R,则有:

R= Ip=

Lg C

IoN

V=Ip*R

注:此时算出的V比实际测试数据要大,因此只要此计算值可以满足降额条件,

测试一般都可以通过。

13、副边二极管的吸收电路的设计

14、输入滤波电路的设计

14.1、计算输入滤波电路的电压

14.2、计算输入滤波电容的电容量和等效串联电阻 14.3、计算输入滤波电路的电感量 四、功能电路的调试

1、启动电路的设计

假设:Vcc=12V,Z1=10V, 工作原理介绍: 启动瞬间:

Vin经R1/Z1,Z1将VB(Q1)稳压在10V,Q2开通,Q1 B/E极间出现压差并有 Ic(Q1)-0.7/R2的电流流过,Q1开通,工作在放大区,Vcc=(Vz1-0.7) *(1+R3/R4),此时Vcc一定要比IC启动电压高

正常工作:

Vcc=12V(由辅助电源决定),VR4=Vcc*R4/(R3+R4),大于Vz1,Q2截止,

Q1 B/E极间无压差且无电流流过,Q1截止

15.1、计算Q1、Q2的电压应力 15.2、计算Q1、Q2的电流应力 1)正常工作:

Q1 C/E间电压Vce(Q1)=Vin-Vcc

Q2 B/E极反向截止,Vce(Q2)=Vin PR1=(Vin-Vz1)2/R1 PR3+R4=Vcc2/(R3+R4) 2)启动瞬间:

Q1 C/E间电压Vce(Q1)=Vin Q2 Ib(Q2)=(Vin-VZ1)/R1

Vcc=(Vz1-0.7) *(1+R3/R4) Ic(Q1)=hFE(Q1)*Ib(Q1)

VCE(Q2)=Vin-0.7-(Vz1-0.7)=Vin-VZ1 Ib(Q1)= Ic(Q1)-0.7/R1 Ic(Q2)= hFE(Q2)*Ib(Q2)

15.3、启动电路的注意事项

1)Q1/Q2的耐压值应足够高,降额80%左右较为适宜

2)选择R1/R2应参考Q1/Q2规格书,让Q1/Q2始终工作在放大区,且R1/R2要

有一定的功率降额,R1与启动最低电压有关,R1越大,启动电压也越大

3)选择Z1时要考虑主功率开关管的VGS及其降额,以及IC的启动电压和工作

电压

15.4、电路参数选取:

R1(270K)R2(1K)R3(1K)R4(10K)Q2(493)Z1(10V稳压管)Q1(DY) 2、过流保护电路的设计

工作原理介绍:

此处放大器作迟滞比较器用,当V3>V2时,放大器输出高电平;当V3随输出电流增大,Vcomp电压逐渐升高,即V3(=Vcomp*R2/(R1+R2)升高,当升至Vf(V3-V2,V3>V2)时,放大器输出电压Vo经D2降压,R5/R6分压后,能够使Q911导通,将Vcomp拉低,从而实现过流保护功能

16.1、过流保护电路的时序要求(满足容性负载要求)

过流保护功能工作时,Vo为低的时间直接影响模块带容性负载的能力,时间越

长,带容性负载的能力越强

C2是影响带容性负载能力的主要参数,其值越小,恢复周期越短,Vo为低的时

间越短,带容性负载能力越差

16.2、过流保护电路参数的匹配要求

1)C2的选取:一般来说,C2=105K时,恢复周期T=1S左右,随C2的增大或减

小,T亦等比例地增大或减小

2)R2/C1的选取:R2/C1同样可以影响周期T。一般R2选1M,C1选105K 3)R5/R6的选择:VR6=(Vo(max)-VD2)*R6/(R5+R6)>0.7V,已确保Q911能

够导通.其中Vo(max)=Vref

4)R3/R4为分压电阻,一般是几十K到几百K,以减少电阻上的损耗 R1不宜太大,一般是几K就可以了 16.3、电路参数选取:

R1(5.6K)R2(1M)C1(105K)R3(20K)R4(200K)R5(100K)R6(51K)

C2(225K)D1(BAS16)D2(BAS16)Q911(3904)AR901(MCP6001)

3、远程控制端的设计

工作原理介绍: CTRL为控制端

1)CTRL<1.2时R208上的电压不足以让Q204导通,Q204截止,Q203 B极电压为高,Q203导通,将comp和Q2.B电压拉低,Vcc停止向3843/2843供电,电路停止工作。此时电路所有的损耗都在输入滤波电路和R209/R210/R205/R206/R207/R208以及Q203/Q204上。忽略输入滤波电路和Q203/Q204上的损耗,则电路总损耗P=VIN2/(R205+R206+R207+R208)∥(R209+R210)

2)CTRL>3.3V时R208上的电压将Q204导通,Q203 B极被拉低,Q203截止,电路工作不受CTRL的影响

设计注意事项:

1)从以上分析可知,R205/R206/R207/R208/R209无论CTRL电压高低均处于工作

状态,R210在CTRL为低时工作。因此要满足电路的损耗和功率要求,以上电阻应足够大,但是要保证Q203/Q204 B极有足够的导通电流

2) 选择R207/R208时应考虑在输入最高和最低电压时电路工作要正常,

3.3V1)48V输入:R205(1M)R206(0Ω)R207(200K)R208(51K)R209(1M)

R210(2.75M)Q203(3904)Q204(3904)

2)24V输入:R205(750K)R206(0Ω)R207(150K)R208(51K)R209(511K)

R210(1M)Q203(3904)Q204(3904)

3)12V输入:R205(511K)R206(0Ω)R207(150K)R208(51K)R209(200K)R210(470K)Q203(3904)Q204(3904)

4、输入欠压保护电路设计

工作原理介绍:

随输入电压VIN的降低,V6下降,Vf(=V5-V6)开始升高,当升至放大器输出电压Vo(=Vf*A)经D211降压,R5/R6分压后,能够使Q911导通,将Vcomp拉低,IC停止工作,从而实现欠压保护功能 18.1、欠压保护电路的回差电压要求

3V(36—75V) :33V关断,36V开启 2V(18—36V) :16V关断,17.8V开启

1V(9—18V):8V关断,9V开启。因3843最低开启电压为7.8V,加上三极体节电压0.7V,可知要开启3843最低输入电压为8.5V(典型值为8.9V);3843最低操作电压为7.0V,加上三极体节电压0.7V,可知要3843正常工作最低输入电压为7.7V(典型值为8.2V)。由以上分析可知,9—18V可以省略欠压保护电压而直接由3843调节 18.2、欠压电压参数的规范

R216/C212决定回差电压的大小,调试此电路时应首先将回差电压调试好,然后调试关断电压即可 电路具体参数如下:

36--75V:R213(150K)R214(120K)R211(511K)C211(511K)R217(47K)R212(270K)R215(1M)R216(2.7M∥2.7M)C212(10M∥104K)以上取值在32.6V关断,35.6V打开,回差电压3V

18--36V:R213(150K)R214(120K)R211(511K)C211(470K)R217(100K)R212(2.75M)R215(2.75M)R216(10M∥1M)C212(104K)以上取值在15.8V关断,17.6V打开,回差电压1.8V 9--18V:

5、输出过压保护电路的设计

19.1、计算稳压二极管的稳压值

3.9V(3.3VOutput) 6.2(5VOutput) 15V(12VOutput) 18V(15VOutput) 6、输出分压与TRIM的电阻的规范

电路参数选取:

R510(10Ω)R540(10Ω) 分压电阻选取:

1)5V:R530(2.87K)R520(2.94K)

2)12V:R530(2.87K)R520(12K)R521(120K) 3)15V:R530(2.87K)R520(15K)R521(470K) 4)24V:R530(2.87K)R520(33K)R521(100K) 5)3.3V:R530(2.87K)R520(5.1K)R521(75K)

7、环路电路设计 1)电压环:

参数选取:

R503提供一个输出电压给IC5供电的通路,一般来说光藕控制端的压降为

1.2V左右,IC5(TL431)只要输入1mA电流即可正常工作,因此R503=1K就可提供足够的电流让IC5正常工作

R501大小决定光藕控制端的电流,越小流过控制端的电流越大,此处设计需

让光藕工作在线性区,因此应根据光藕的具体规格来确定R501的大小。同时R501的大小影响IC5的反应速度,R501越小,IC5反应越快,过冲幅度越小(过冲幅度还受C501和R502的影响)

U1的放大倍数和控制端电流共同决定Vcomp的大小。相同放大倍数的光藕

控制电流越大,Vomp越低;反之亦然

2)电流环:

工作原理分析:

原边主开关的电流经电流互感器T101衰减后,再由D431整流,R433/R432取

样,C431滤波后,送入IC Isns PIN,完成IC对原边电流的侦测 电路参数选取:

(1) T101:视原边电流大小而定,电流越大,T101衰减倍数也应越大。对于一定的

原边电流,T101衰减倍数不是越大越好,衰减倍数太大,会降低IC对电流环的控制

(2) R432/R433:决定输出负载功率的大小,越大输出功率越小(相同输入输出电压),

一般为几欧到几十欧

(3) R434/C431:主要用来滤出高频信号(F>300KHZ),因此取值都不能太大,以免

将有用信号滤出。如C431取值过大,电路将由峰值电流控制型转为电压控制型,IC3843/2843将工作在不稳定状态。一般取R434(1K)C431(47pF)

8、主MOS管驱动电路设计: 1)MOS管驱动电流计算

Q=Ι*t=C*V可得:

C*V

t

I=

例IRF640NS

Ciss=1160pF,tr=19ns,设驱动电压为12V,则有 I=1160*10-12*12/19/10-9≈0.733A,实际测试值0.675A

IC 3843/2843典型输出电流均为1A,因此足够驱动MOS管 2)驱动电路设计

最常用的MOS管驱动电路为推挽电路,其电路图如下所示

3)Vgs驱动电阻功耗计算 PR=2*IR*R*tr*fs

IR:流过电阻的电流值 tr:MOS管上升时间 fs:开关频率 注:同步整流管因输入电容很大,驱动电流相应的很大,一般情况下尽量选取0Ω电阻。

如确需小电阻去尖峰,要注意电阻的功率和实际消耗功率的降额

2

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