1、产品的详细技术要求:参考VRB-D-40W黑/白盒测试要求 2、40W产品生产工艺要求
二、正激变换器的分析(谐振去磁) 1、 谐振去磁正激变换器的原理图
1N145N28R2C3R3C2Q2Q4Q5L1C4VinQ1R1VgsC1Q3 2、 谐振去磁正激变换器的典型波形
VgsVdsVinVq4Vq2Il1In1
3、 一个开关周期内的等效电路
1N145N28VoVin
原边开关管导通等效电路
Vo
原边开关管截止等效电路
4、 稳态关系
三、谐振去磁变换器的设计(具体设计方法和步骤参考正激设计流程1.2) 1、 稳态设计规格
输入电压范围:8.5V(9—18V) 17V(18—36) 34V(36—75V)
输出负载范围:0.8--8A(3.3V/5V) 0.333—3.334A(12V) 0.267—2.667A(15V) 输出电压纹波+噪声:50mV Vp-p(3.3V/5V) 75mV Vp-p(12V/15V) 功率级满载效率:参考VRB-D-40W技术手册 开关频率:300KHZ(3.3us) 2、 确定Dmax:0.5 ins s =Vo D 4、 计算匝数比N:N= VV 5、 计算满载时的最小占空比Dmin: D min = Vin(max)*ηN*Vo 6、 功率变压器的设计 6.1、功率变压器的工艺要求、认证、库存 6.1、计算原边、副边的匝数 N p V≥ in(min) *Dmax*T Ae*ΔB Ns=N*Np 对Np、Ns取整,再计算最大占空比Dmax *NV D= V*N o p max in(min) s 6.2、计算原边、副边的线规 I s(rms) = I omax * Dmax I p(rms) I = IIomax * DN max *Ns p rp=rs= p(rms) 3.14*J s(rms) 3.14*J n n s p = 2*rp D D s p = 2*rs 其中rp、rs分别表示原边副边所需绕线的最小半径 Dp、Ds分别表示所选原边副边所需绕线直径 np、ns分别表示原边副边绕线股数 J表示电流密度 6.3、计算磁芯的Bm B=ΔΒ m V= in(min) *Dmax*T e Np*A 6.4、计算功率变压器的损耗和温升 ΔΙ s V= in(min) *Dmax*T*Np Lp*Ns 2 变压器次级变化电流 Ia(s)=Iomax−ΔΙs 电流中值 I s(dc) 2 =Ia(s)*Dmax 次级直流电流有效值 I II =s(ac) D ΔΙs) 次级交流电流有效值 *(*(1−)+IDa(s)maxmax 12 2 2 p(dc) I=I= s(dc) *Ns p N s(ac) 初级直流电流有效值 *Ns p p(ac) N 22 初级交流电流有效值 2 Pcu(p)=Ip(dc)*Rdc+Ip(ac)*Rac 初级铜损 Pcu(s)=Is(dc)*Rdc+Is(ac)*Rac 次级铜损 2 Pfe=K* f m *B*Ve 铁损,k,m,n,Ve等参数有磁心材料和形状 n 等决定,此处K=1.32*10-5 m=1.82 n=2.59 Ve=470mm3 7、 输出滤波电感的设计 7.1、计算输出滤波电感的电感量 V L≥ o *T*(1−Dmin) λ*Io 7.2、计算电感的匝数 NL= L Al 7.3、计算磁芯的Bm Vo =ΔΒ=Bm =Vo *(1−Dmin)*T A*Ne L 7.4、计算电感的损耗和温升 ΔΙ *(1−Dmin)*T L L o L Ip(L)=I L(dc) PV*D oa(L) −ΔΙL 2min =I =Ip(L)−ΔΙL 2 L IL(ac)= 2 ΔΙ12 2 PL=IL(dc)*Rdc+IL(ac)*Rac Pfe=K* fIm *B*Ve n 8、 原边开关的设计 8.1、稳态电流应力 I maxds(peak) = omax N max Ids(ave)=I maxds(rms) max D*Iomax N = DD= max *Iomax N 8.2、稳态电压应力 V maxds(peak) max *Vin(min)*Π 2*(1−Dmax) +Vin(max) 9、 副边整流二极管(同步整流管)的设计 9.1、稳态电流应力 III maxds(peak)maxds(ave)maxds(rms) =Iomax =Dmax*Iomax = Dmax *Iomax 9.2、稳态电压应力 V maxds(peak) D= max *Vin(min)*Π 2*(1−Dmax) 10、副边续流二极管(同步整流管)的设计 10.1、稳态电流应力 II maxds(peak)maxds(ave)maxds(rms) =Iomax =(1−Dmin)*Iomax I = (1−D V in(max) min )*Iomax 10.2、稳态电压应力 Vds(peak)= max N 11、输出滤波电容的设计 11.1、计算输出滤波电容的电压 V c(peak) =Vo Vo:输出电压 η:降额系数 η11.2、计算输出滤波电容的电容量和等效串联电阻 C≥ Cmin= λ*Iomax 8* fs *ΔV λ:电感电流纹波系数,一般取0.1—0.2 Iomax:输出最大电流值 fs:电源工作频率 ΔV:输出电压纹波值 ESR≤ ESRmax= ΔV λ*Iomax ESRmax:输出电容最大串联等效电阻 从以上可以看出:减小输出电容ESR,可以有效地减小输出电压纹波 12、去磁电路的参数的设计 12.1、实测变压器的原边激磁电感Lm 将输出端短路测试原边漏感Lg(原边漏感加副边漏感折算过来的感量之和) 12.2、计算去磁用的等效谐振电容C C= 1 f:开关频率 2 (2*π*f)*Lm 注:C由两部分组成,一是MOS管的结电容,一是并结在MOS D、S极间的电 容 12.3、主MOS管短路Vds计算 设短路时副边电感电流为Io,变压器匝比为N,谐振电容为C,原边短路电流为 Ip,特征阻抗为R,则有: R= Ip= Lg C IoN V=Ip*R 注:此时算出的V比实际测试数据要大,因此只要此计算值可以满足降额条件, 测试一般都可以通过。 13、副边二极管的吸收电路的设计 14、输入滤波电路的设计 14.1、计算输入滤波电路的电压 14.2、计算输入滤波电容的电容量和等效串联电阻 14.3、计算输入滤波电路的电感量 四、功能电路的调试 1、启动电路的设计 假设:Vcc=12V,Z1=10V, 工作原理介绍: 启动瞬间: Vin经R1/Z1,Z1将VB(Q1)稳压在10V,Q2开通,Q1 B/E极间出现压差并有 Ic(Q1)-0.7/R2的电流流过,Q1开通,工作在放大区,Vcc=(Vz1-0.7) *(1+R3/R4),此时Vcc一定要比IC启动电压高 正常工作: Vcc=12V(由辅助电源决定),VR4=Vcc*R4/(R3+R4),大于Vz1,Q2截止, Q1 B/E极间无压差且无电流流过,Q1截止 15.1、计算Q1、Q2的电压应力 15.2、计算Q1、Q2的电流应力 1)正常工作: Q1 C/E间电压Vce(Q1)=Vin-Vcc Q2 B/E极反向截止,Vce(Q2)=Vin PR1=(Vin-Vz1)2/R1 PR3+R4=Vcc2/(R3+R4) 2)启动瞬间: Q1 C/E间电压Vce(Q1)=Vin Q2 Ib(Q2)=(Vin-VZ1)/R1 Vcc=(Vz1-0.7) *(1+R3/R4) Ic(Q1)=hFE(Q1)*Ib(Q1) VCE(Q2)=Vin-0.7-(Vz1-0.7)=Vin-VZ1 Ib(Q1)= Ic(Q1)-0.7/R1 Ic(Q2)= hFE(Q2)*Ib(Q2) 15.3、启动电路的注意事项 1)Q1/Q2的耐压值应足够高,降额80%左右较为适宜 2)选择R1/R2应参考Q1/Q2规格书,让Q1/Q2始终工作在放大区,且R1/R2要 有一定的功率降额,R1与启动最低电压有关,R1越大,启动电压也越大 3)选择Z1时要考虑主功率开关管的VGS及其降额,以及IC的启动电压和工作 电压 15.4、电路参数选取: R1(270K)R2(1K)R3(1K)R4(10K)Q2(493)Z1(10V稳压管)Q1(DY) 2、过流保护电路的设计 工作原理介绍: 此处放大器作迟滞比较器用,当V3>V2时,放大器输出高电平;当V3 16.1、过流保护电路的时序要求(满足容性负载要求) 过流保护功能工作时,Vo为低的时间直接影响模块带容性负载的能力,时间越 长,带容性负载的能力越强 C2是影响带容性负载能力的主要参数,其值越小,恢复周期越短,Vo为低的时 间越短,带容性负载能力越差 16.2、过流保护电路参数的匹配要求 1)C2的选取:一般来说,C2=105K时,恢复周期T=1S左右,随C2的增大或减 小,T亦等比例地增大或减小 2)R2/C1的选取:R2/C1同样可以影响周期T。一般R2选1M,C1选105K 3)R5/R6的选择:VR6=(Vo(max)-VD2)*R6/(R5+R6)>0.7V,已确保Q911能 够导通.其中Vo(max)=Vref 4)R3/R4为分压电阻,一般是几十K到几百K,以减少电阻上的损耗 R1不宜太大,一般是几K就可以了 16.3、电路参数选取: R1(5.6K)R2(1M)C1(105K)R3(20K)R4(200K)R5(100K)R6(51K) C2(225K)D1(BAS16)D2(BAS16)Q911(3904)AR901(MCP6001) 3、远程控制端的设计 工作原理介绍: CTRL为控制端 1)CTRL<1.2时R208上的电压不足以让Q204导通,Q204截止,Q203 B极电压为高,Q203导通,将comp和Q2.B电压拉低,Vcc停止向3843/2843供电,电路停止工作。此时电路所有的损耗都在输入滤波电路和R209/R210/R205/R206/R207/R208以及Q203/Q204上。忽略输入滤波电路和Q203/Q204上的损耗,则电路总损耗P=VIN2/(R205+R206+R207+R208)∥(R209+R210) 2)CTRL>3.3V时R208上的电压将Q204导通,Q203 B极被拉低,Q203截止,电路工作不受CTRL的影响 设计注意事项: 1)从以上分析可知,R205/R206/R207/R208/R209无论CTRL电压高低均处于工作 状态,R210在CTRL为低时工作。因此要满足电路的损耗和功率要求,以上电阻应足够大,但是要保证Q203/Q204 B极有足够的导通电流 2) 选择R207/R208时应考虑在输入最高和最低电压时电路工作要正常, 3.3V R210(2.75M)Q203(3904)Q204(3904) 2)24V输入:R205(750K)R206(0Ω)R207(150K)R208(51K)R209(511K) R210(1M)Q203(3904)Q204(3904) 3)12V输入:R205(511K)R206(0Ω)R207(150K)R208(51K)R209(200K)R210(470K)Q203(3904)Q204(3904) 4、输入欠压保护电路设计 工作原理介绍: 随输入电压VIN的降低,V6下降,Vf(=V5-V6)开始升高,当升至放大器输出电压Vo(=Vf*A)经D211降压,R5/R6分压后,能够使Q911导通,将Vcomp拉低,IC停止工作,从而实现欠压保护功能 18.1、欠压保护电路的回差电压要求 3V(36—75V) :33V关断,36V开启 2V(18—36V) :16V关断,17.8V开启 1V(9—18V):8V关断,9V开启。因3843最低开启电压为7.8V,加上三极体节电压0.7V,可知要开启3843最低输入电压为8.5V(典型值为8.9V);3843最低操作电压为7.0V,加上三极体节电压0.7V,可知要3843正常工作最低输入电压为7.7V(典型值为8.2V)。由以上分析可知,9—18V可以省略欠压保护电压而直接由3843调节 18.2、欠压电压参数的规范 R216/C212决定回差电压的大小,调试此电路时应首先将回差电压调试好,然后调试关断电压即可 电路具体参数如下: 36--75V:R213(150K)R214(120K)R211(511K)C211(511K)R217(47K)R212(270K)R215(1M)R216(2.7M∥2.7M)C212(10M∥104K)以上取值在32.6V关断,35.6V打开,回差电压3V 18--36V:R213(150K)R214(120K)R211(511K)C211(470K)R217(100K)R212(2.75M)R215(2.75M)R216(10M∥1M)C212(104K)以上取值在15.8V关断,17.6V打开,回差电压1.8V 9--18V: 5、输出过压保护电路的设计 19.1、计算稳压二极管的稳压值 3.9V(3.3VOutput) 6.2(5VOutput) 15V(12VOutput) 18V(15VOutput) 6、输出分压与TRIM的电阻的规范 电路参数选取: R510(10Ω)R540(10Ω) 分压电阻选取: 1)5V:R530(2.87K)R520(2.94K) 2)12V:R530(2.87K)R520(12K)R521(120K) 3)15V:R530(2.87K)R520(15K)R521(470K) 4)24V:R530(2.87K)R520(33K)R521(100K) 5)3.3V:R530(2.87K)R520(5.1K)R521(75K) 7、环路电路设计 1)电压环: 参数选取: R503提供一个输出电压给IC5供电的通路,一般来说光藕控制端的压降为 1.2V左右,IC5(TL431)只要输入1mA电流即可正常工作,因此R503=1K就可提供足够的电流让IC5正常工作 R501大小决定光藕控制端的电流,越小流过控制端的电流越大,此处设计需 让光藕工作在线性区,因此应根据光藕的具体规格来确定R501的大小。同时R501的大小影响IC5的反应速度,R501越小,IC5反应越快,过冲幅度越小(过冲幅度还受C501和R502的影响) U1的放大倍数和控制端电流共同决定Vcomp的大小。相同放大倍数的光藕 控制电流越大,Vomp越低;反之亦然 2)电流环: 工作原理分析: 原边主开关的电流经电流互感器T101衰减后,再由D431整流,R433/R432取 样,C431滤波后,送入IC Isns PIN,完成IC对原边电流的侦测 电路参数选取: (1) T101:视原边电流大小而定,电流越大,T101衰减倍数也应越大。对于一定的 原边电流,T101衰减倍数不是越大越好,衰减倍数太大,会降低IC对电流环的控制 (2) R432/R433:决定输出负载功率的大小,越大输出功率越小(相同输入输出电压), 一般为几欧到几十欧 (3) R434/C431:主要用来滤出高频信号(F>300KHZ),因此取值都不能太大,以免 将有用信号滤出。如C431取值过大,电路将由峰值电流控制型转为电压控制型,IC3843/2843将工作在不稳定状态。一般取R434(1K)C431(47pF) 8、主MOS管驱动电路设计: 1)MOS管驱动电流计算 Q=Ι*t=C*V可得: C*V t I= 例IRF640NS Ciss=1160pF,tr=19ns,设驱动电压为12V,则有 I=1160*10-12*12/19/10-9≈0.733A,实际测试值0.675A IC 3843/2843典型输出电流均为1A,因此足够驱动MOS管 2)驱动电路设计 最常用的MOS管驱动电路为推挽电路,其电路图如下所示 3)Vgs驱动电阻功耗计算 PR=2*IR*R*tr*fs IR:流过电阻的电流值 tr:MOS管上升时间 fs:开关频率 注:同步整流管因输入电容很大,驱动电流相应的很大,一般情况下尽量选取0Ω电阻。 如确需小电阻去尖峰,要注意电阻的功率和实际消耗功率的降额 2 因篇幅问题不能全部显示,请点此查看更多更全内容